Излучающий тракт гидролокатора бокового обзора

      Мощность, рассеиваемая на стоке VT5, VT6 составляет:

 Вт.            (5.5)

      Этим  условиям соответствует  n-канальный  МОП-транзистор типа IRFZ44A со следующими параметрами:

        максимальное напряжение  сток-исток;

        максимальный ток стока;

        максимальный импульсный  ток стока;

        максимальная  рассеиваемая  мощность при температуре корпуса  25;

        максимальное напряжение  затвор-исток;

        входная емкость со стороны  затвора;

 максимальное статическое  сопротивление сток-исток при  .

      Так как плечи двухтактного  каскада  идентичны, рассмотрим только одно (верхнее) плечо с транзистором VT1. Номиналы и режимы работы всех элементов второго плеча на VT2 будут соответствовать рассчитанным для VT1.

      Мощность, рассеиваемая на стоке, не превышает  допустимых величин для IRFZ44A, и транзистор работает в области безопасных режимов.

         Для выбранного типа  транзисторов максимальная мощность при которой теплоотвод не требуется составляет меньше 10 Вт . Следовательно транзистор необходимо установить на теплоотвод площадью не менее 25 см², так как при естественном воздушном охлаждении отводится тепло до 1 Вт/ см² .

      Элементы  схемы R5, R6; VD1...VD6 являются защитными  и учитывают специфику работы мощных МОП ПТ.

      Так как МОП-транзистор чувствителен к  статическим зарядам, тонкий подзатворный диэлектрик подвержен необратимому пробою, особенно в случае накопления на затворе плавающего статического заряда. В этом случае между затвором и истоком рекомендуется ставить диод Шотки VD1, VD2 для ограничения выброса напряжения на затворе и выходом DA1 в момент окончания импульса, т.к. через емкость сток затвор на входы DA1 передается индуктивный выброс первичной обмотки трансформатора T1.

      У мощных МОП ПТ технологически производится соединение подложки кристалла транзистора  с истоком прямо на самом кристалле (в корпусе) [16]. Поскольку подложка образует с каналом диод, то это фактически означает, что в таких транзисторах между стоком и истоком имеется диод, и изготовитель явно указывает свойства данного диода.

      Это означает, что  МОП ПТ может использоваться только как направленный прибор, и на переход сток-исток нельзя подать напряжение обратной полярности, превышающее прямое падение напряжения на диоде.

      Стабилитроны VD5-VD6 предназначены для предотвращения попадания обратных выбросов напряжения с первичной обмотки трансформатора на транзисторы. Учитывая, что в момент окончания импульса напряжение выброса, приложенное к части 1-2 первичной обмотки Т1, может существенно превышать напряжение питания, принимаем суммарное напряжение стабилитронов более 200В и не более . Выбираем высоковольтный стабилитрон КС600А1 с напряжением стабилизации:

.

      Так как более высоковольтные стабилитроны имеют малые рабочие токи, и  выбор их невелик, целесообразно  применить последовательное соединение стабилитронов.

      Корректирующая RC цепочка R7, C3 предназначена для  компенсации индуктивного характера  нагрузки транзисторов каскада и  устранения выбросов напряжения на фронтах  импульсов на рабочей частоте  [16].

      Выбираем  в качестве С3 конденсатор с полимерным диэлектриком  К73-17-630В емкостью:

.

      Оценим  мощность резистора R7, пренебрегая  реактивным сопротивлением С3, учитывая скважность следования посылок импульсов:

 Вт.             (5.6)

      В целях обеспечения хорошего отвода тепла  выбираем  R13 типа С2-33Н-1. Резистор R6 имитирует сопротивление нагрузки при ее отсутствии. Чтобы не перегружать  выходной каскад, данное сопротивление  необходимо выбрать не менее, чем  сопротивление нагрузки.

        Принимаем сопротивление резистора  из ряда Е24:

.

      Оценим  мощность резистора R11, учитывая скважность следования посылок импульсов:

 Вт.           (5.7)

      В целях обеспечения хорошего отвода тепла  выбираем  R8  типа металлодиэлектрический общего назначения типа С2-33Н-1.

      Мощными выходными ПТ должны управлять достаточно мощные буферные усилительные каскады (драйверы).  В качестве драйвера целесообразно использовать интегральную микросхему  двухканального буферного неинвертирующего усилителя MAX627 ( Maxim Integrated Products) c повышенной выходной мощностью и напряжением питания до +18В.

      Буферные  каскады усиления MAX627 позволяют  переключать нагрузку 1000 пФ с размахом напряжения питания за 20нс. Пиковое  значение тока при этом не менее 2,0A. Напряжение питания DA1 выбираем с учетом имеющегося в схеме:

.

      Чтобы минимизировать помехи, которые могут  отрицательно сказываться на работе как силовых МОП ПТ, подключенных к DA1, так и самой ИМС, и повысить стабильность и надежность переключений, последовательная индуктивность, подключенная к выходам драйверов должна быть минимальной. Решением может быть приближение силовых МOП транзисторов к ИМС насколько это возможно и использование последовательных демпферных резисторов из угольных композиций.  Демпферные резисторы снижают уровень помех, наводимых на аналоговые цепи драйверов при переключении МОП ПТ.

      Рекомендуемые значения демпферных сопротивлений R5, R6, включаемых последовательно выходам  драйверов, находятся в пределах единиц-десятков Ом (5...20 Ом для транзисторов IRFZ44A) [18]. При выборе сопротивлений следует учесть, что чем больше нагрузка, тем больше следует выбирать сопротивление резистора. Однако это может приводить к деградации времени задержки сигналов (уменьшение скорости нарастания выходного напряжения) на выходах транзисторных каскадов. Поэтому следует выбрать в целях предотвращения недопустимо большой нагрузки каскадов рекомендуемое сопротивление:

.

    Так как значение емкости затвор-исток С_ЗИ для мощных МОП-транзисторов относительно велико, его необходимо учитывать при работе на повышенных частотах переключений.

      Транзисторы VT1, VT2 являются емкостной нагрузкой  для DA1 и, следовательно, в момент прохождения импульсов переменного сигнала могут потреблять значительные пиковые токи. Следует учесть, что ток заряда входной емкости VT1 во времени существенно нелинеен. В момент начальной зарядки С_ИЗ пиковый ток может в десятки раз превышать динамический ток затвора. В целях ограничения пиковых токов выходного полумостового каскада VT1, VT2. Для ограничения выходных токов DA1 применен низкоомный токоограничительный резистор R4 в цепи питания ИМС.

      Для обеспечения пиковых токов драйверов  предусмотрен блокировочный конденсатор C2, который в отсутствии импульса на выходе драйвера заряжается через R4 от источника питания, а в момент действия импульса облегчает питание DA1, уменьшая пульсации питающего напряжения и снижая уровень помех, передаваемых по цепям питания.

      Принимаем емкость С2 равной 100 мкФ, конденсатор типа К50-35-25В

C2=100мкФ.

      С4 должен  эффективно шунтировать  помехи с частотой =120 кГц проникающие из  цепей коммутатора в цепи питания.

      На  этой частоте реактивное сопротивление  конденсатора должно быть небольшим. Проверим величину его реактивного сопротивления:

,           (5.8)

=53мОм.

      Сопротивление мало, следовательно, емкость C4=100мкФ  достаточна для шунтирования сигнала помех.

      Оценим  величину динамического тока затвора  ПТ VT1. Динамическое сопротивление затвор-исток VT1 определится как реактивное сопротивление  емкости  :

Ом.           (5.9)

      Тогда динамический ток затвора определится выходным напряжением каскада VT1, VT2:

мА,                     (5.10)

      Рассчитанный  динамический ток затвора является небольшим. Однако при подключении  нагрузки к VT1 - первичной обмотки  трансформатора Т1, а также нагрузки вторичной обмотки, пересчитанной в первичную,- входная емкость может существенно возрасти. Таким образом, ток затвора может существенно  возрасти в основном в зависимости от характера нагрузки выходного каскада (от конкретного варианта антенны). Здесь должна быть также принята во внимание монтажная емкость, образующаяся из-за взаимного влияния компонентов на печатной плате устройства.

      Мощность, выделяемая на резисторах R5, R6 в процессе работы, c учетом скважности импульсов  не превысит:

 мВт.               (5.11)

      С учетом возможного увеличения тока, протекаемого через резисторы, а также учитывая рекомендации производителя MAX627, выбираем R5, R6 ряда сопротивлений Е24, углеродистые общего назначения типа С1-4-0,25.

      Резисторы R1, R2 создают цепь автосмещения затворов  входных ПТ микросхемы DA1 и выбираются достаточно высокоомными, сопротивлением от 10 до 100 кОм.

Питающая  импульсная цепочка.

В момент прохождения посылки импульсов  высоковольтный БП должен обеспечить  достаточную мощность, подаваемую на ключевые транзисторы.  Это ужесточает требования к БП, так как он будет работать в пиковом режиме. Кроме того, может снизиться КПД и экономичность БП, так как может потребоваться сложное его исполнение с применением дорогостоящих компонентов.

      Улучшить  характеристики источника питания  можно без предъявления жестких  требований к БП следующим образом. Параллельно источнику питания  необходимо включить накопительный  конденсатор большой емкости. Во время отсутствия импульсов (посылки) конденсатор заряжается. В момент прохождения импульсов (посылки) конденсатор отдает запасенную энергию выходному каскаду, облегчая работу источника питания и уменьшая таким образом его внутреннее сопротивление по отношению к нагрузке. Так как требуется конденсатор большой емкости, то в первые моменты времени его заряда могут протекать большие зарядные токи. Их необходимо ограничить низкоомным  резистором большой мошности, включенным последовательно с накопительным конденсатором.

      Тогда условием выбора емкости конденсатора является обеспечение времени заряда конденсатора за время не более, чем .

      Сопротивление R3 должно быть небольшим, обеспечивающим достаточный ток для заряда емкости  С3 за заданное время. Принимаем сопротивление R3:

R3=6Ом

      Процесс полного заряда емкости  характеризуется  соотношением:

.

      Тогда максимальную емкость конденсатора можно оценить:

мкФ,

Еще одним  условием выбора емкости конденсатора является обеспечение времени разряда конденсатора за время не менее , чтобы обеспечить выходной каскад энергией на все время посылки импульсов.

достаточности энергии выполняется.

      В качестве С1 выбираем оксидный алюминиевый  высоковольтный конденсатор К50-32-4500мкФ-400В.

      Выбираем  резистор R3 металлодиэлектрический общего назначения типа С2-33Н-5 номинальной  рассеивающей мощностью 5 Вт.